功率放大電路
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功率放大電路范文第1篇
隨著我國對北斗衛星通信產業的進一步投入和推廣，北斗用戶機作為北斗導航系統的重要組成部分引起了廣泛關注[1]。功率放大器是北斗用戶機中必不可少的一部分，其性能的好壞直接影響到北斗用戶機的性能，因此其電路結構和芯片的選型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、輸出功率高、線性度良好、低成本、高可靠性等優點[2]，因此成為功率放大器設計的首選器件。然而LDMOS的靜態電流會隨著溫度變化而變化，這對功率放大器的增益、飽和輸出功率等參數都有很大影響，在高溫環境下，這些參數的變化甚至會導致功率放大芯片損壞，因此設計一種針對LDMOS的溫度補償電路對功率放大器的性能至關重要。
1功率放大器設計
在北斗用戶機的功率放大器的應用中，功率放大芯片的選取非常重要，除了要求功放芯片在北斗頻率上能夠達到要求的功率外，還有考慮最大容許工作電流、最大耗散功率、芯片的結溫度等因素[3]，并且要留有足夠的余量。本設計在北斗頻率上要求最大輸出功率在10W以上，工作溫度大于75℃，經過比較，最終選取HMC308和HMC454為驅動芯片，以英飛凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作為功率放大芯片設計一款北斗用戶機功率放大器。合適的靜態工作點不僅能保證芯片的正常工作，還會影響功率放大器的最佳匹配負載、效率等參數[3]，因此選擇正確的靜態工作點是設計電路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置電路中柵極電壓為2.5V左右，漏極經過一個四分之一波長線接+28V，常溫下功率放大器工作的靜態電流為150mA。為了向負載傳輸最大功率，需要在電路中加入匹配網絡，使得負載阻抗等于信號源阻抗的共軛，此外，匹配網絡還決定著放大器的駐波比、功率增益、1dB壓縮點等指標是否滿足設計要求。在PTFA220121Mdatasheet中讀取出在1616MHz處的輸入輸出阻抗，利用ADS軟件對芯片做輸入輸出匹配電路，使得功率放大器的功放管工作在趨近飽和區[4]。由于在北斗頻點上采用微帶線做匹配電路，電路的面積會非常大，所以電路的匹配采用集總器件做匹配電路.對電路PCB進行加工并測試得到其小信號增益為42dB左右，飽和輸出功率在10W以上。在高低溫箱內放置兩個功率放大器，以20℃為步進，測試每個功率放大器在-45℃～75℃時的特性，使功率放大器在每個溫度下保持30分鐘后，測得兩個功率放大器PTFA220121M的靜態電流分別為I1、I2，飽和輸出功率分別為P1、P2，畫出四個參數隨溫度變化的曲線，如圖1所示。分析數據可知，隨著溫度的升高，功率放大器的靜態電流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃內的工作點具有正溫度系數，得出溫度對功率放大器的飽和輸出功率一致性有很大影響。在測試過程中，在沒有加激勵的情況下，當溫度升高到75℃時，功率放大器加電瞬間芯片損壞。功放芯片的結溫度和工作環境溫度及芯片本身的功耗有關，當溫度升高時，芯片的靜態電流增加，使得芯片的功耗增加，這兩個因素同時增大使得芯片的結溫度超過其能承受的最大溫度，故而損壞，而北斗用戶機實際的工作溫度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高溫下的靜態電流來保護芯片。為了保證功率放大器各性能的穩定，在功放芯片的偏置電路中加上溫度補償電路，使柵極電壓隨溫度的升高而降低[5]，保證芯片的靜態電流在各個溫度下的恒定，從而提高功率放大器性能的一致性。
2溫度補償電路設計
功率放大芯片在工作點附近通常具有正的溫度特性，即在一定的柵壓下，當工作溫度升高時其靜態電流升高，當工作溫度降低時靜態電流降低[6]。由圖1的實驗結果可知，工作溫度的升高使得最大輸出功率的波動很大，本設計通過在偏置電路加一個電壓補償網絡實現溫度的補償[7]。溫度補償電路采用了溫度傳感器LMT84，封裝大小為2.4mm*2.2mm，其輸出電壓隨著溫度的升高而降低。將LMT84的輸出端與PTFA220121M的柵極經過電阻相連，通過分析實驗數據來分配電阻值，使得溫度升高時柵極電壓下降，計算得到靜態電流下降的幅度正好抵消靜態電流增加的幅度，從而保證芯片的靜態電流不隨溫度變化。對兩個功率放大器做如下處理：在PTFA220121M柵極和地之間接上屏蔽電纜，在非接地電纜的另一端接電位器。將它們放入高低溫箱內，溫度設定為-45℃～75℃，每20℃一個步進，功率放大器在每個溫度下存儲30分鐘，測試各個溫度下PTFA220121M的靜態電流。通過調節電位器的阻值使得PTFA220121M的靜態電流在各個溫度下保持在150mA，用萬用表測試出對應溫度下柵極的電壓，溫度補償電路如圖3所示，PTFA220121M柵極電流為1uA，為了使芯片柵極電壓的波動對A點電壓影響足夠小，選取電阻時保證流過R1的電流I1為50uA左右。LMT84的最大輸出電流為50uA，I2取值為40uA。根據疊加定理，電路中各器件之間的關系滿足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2為圖2直線中0℃和20℃對應的電壓值，UB1、UB2為LMT84工作曲線中的0℃和20℃對應的電壓值，計算出各個電阻值，取標稱值為：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。電路設計時要求溫度不變時UA1的變化范圍為ΔV=±10mV，供電電壓為U，為了求出補償電路中所選電阻和電源芯片輸出電壓的精度，對等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V處對R1、R2、R3、R4、U求偏導數，計算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由計算結果可知，R1的變化對UA1的影響最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的貼片電阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的變化對UA1的影響很小，對其精度幾乎沒有什么要求。電路中供電芯片選用的是LDO，其輸出電壓精度在±1%，滿足設計要求。最后確定電阻值為：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。
3實驗結果和數據分析
加入溫度補償電路的功率放大器實物如圖4所示，其中每個芯片和改進前功率放大器用的芯片都屬于同一批次，常溫下對功率放大器進行測試，輸入1616MHz信號，功率大約為0dBm，測試得靜態電流為150mA，加電200ms測試出功率放大器的最大電流為650mA左右，最大輸出功率10W以上。將兩個功率放大器放在高低溫箱內，按照以20℃為步進、每個溫度下存儲30分鐘的方法測試-40℃～75℃下的靜態電流，得出靜態電流I11、I22和飽和輸出功率P11、P22隨溫度變化曲線如圖5所示，可以看出同一個功率放大器在不同溫度下的靜態電流變化很小，飽和輸出功率的一致性也有明顯改善，并且功放芯片沒有損壞現象4小結本溫度補償電路設計簡單，易于實現。將改進后的功率放大器用在北斗用戶機中，經大量測試顯示，加入溫度補償電路后，溫度在-40℃～75℃時，功率放大芯片的靜態電流基本一致，增益均在40dB以上，飽和輸出功率均大于10W。這說明，該溫度補償電路對功率放大器在不同溫度下的靜態電流有很好的補償作用，從而成功避免了因溫度變化而導致芯片損壞情況的發生。
參考文獻
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功率放大電路范文第2篇
引言
現有的很多小信號放大電路都是由晶體管或MOS管的放大電路構成，其功率有限，不能把電路的功率做得很大。隨著現代逆變技術的逐步成熟，尤其是SPWM逆變技術，使信號波形能夠很好地在輸出端重現，并且可以做到高電壓，大電流，大功率。SPWM技術的實現方法有兩種，一種是采用模擬集成電路完成正弦調制波與三角波載波的比較，產生SPWM信號；另一種是采用數字方法。隨著應用的深入和集成技術的發展，已商品化的專用集成電路（ASIC）和專用單片機（8X196/MC/MD/MH）以及DSP，可以使控制電路結構簡化，集成度高。由于數字芯片一般價格比較高，所以在此采用模擬集成電路。主電路采用全橋逆變結構，SPWM波的產生采用UC3637雙PWM控制芯片，并采用美國IR公司推出的高壓浮動驅動集成模塊IR2110，從而減小了裝置的體積，降低了成本，提高了系統的可靠性。經本電路放大后，信號可達3kV，并保持了良好的輸出波形。
圖1
1 UC3637的原理與基本功能
UC3637的原理框圖如圖1所示。其內部包含有一個三角波振蕩器，誤差放大器，兩個PWM比較器，輸出控制門，逐個脈沖限流比較器等。
UC3637可單電源或雙電源工作，工作電壓范圍±（2.5～20）V，特別有利于雙極性調制；雙路PWM信號，圖騰柱輸出，供出或吸收電流能力100mA；逐個脈沖限流；內藏線性良好的恒幅三角波振蕩器；欠壓封鎖；有溫度補償；2.5V閾值控制。
UC3637最具特色的是三角波振蕩器，三角波產生電路如圖2所示。三角波參數按式（1）及式（2）計算。
Is=[（+VTH）-（-Vs）]/RT （1）
f=Is/{2CT[(+VTH)-(-VTH)]} （2）
式中：VTH為三角波峰值的轉折（閾值）電壓；
Vs為電源電壓；
RT為定時電阻；
CT為定時電容；
Is為恒流充電電流；
f為振蕩頻率。C3637具有一個高速、帶寬為1MHz、輸出低阻抗的誤差放大器，既可以作為一般的快速運放，亦可作為反饋補償運放。UC3637實現其主要功能的就是兩個PWM比較器，實現電路如圖3所示。其他還有如欠壓封鎖，2.5V閾值控制等功能，這些功能在應用電路中也給予實現。
2 IR2110的結構與應用
IR2110的內部功能框圖如圖4所示。它由三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。IR2110具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達600V，在15V下靜態功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3Vcc，即功率器件的柵極驅動電壓）電壓范圍10～20V；邏輯電源電壓范圍（腳9VDD）3.3～20V，可方便地與TTL或CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有±5V的偏移量；工作頻率高，可達100kHz；開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。
下面分析高壓側懸浮驅動的自舉原理。
IR2110用于驅動半橋的電路如圖5所示。圖中C1及VD1分別為自舉電容和二極管，C2為Vcc的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已充到足夠的電壓（Vc1≈Vcc）。當腳10（HIN）為高電平時VM1開通，VM2關斷，Vc1加到S1的門極和發射極之間，C1通過VM1，Rg1和S1柵極－發射極電容Cge1放電，Cge1被充電。此時Vc1可等效為一個電壓源。當腳10（HIN）為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經Rg1，VM2迅速釋放，S1關斷。經短暫的死區時間（td）之后，腳12（LIN）為高電平,S2開通，Vcc經VD1，S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環反復。
圖4
IR2110的不足是保護功能不夠及其自身不具有負偏壓。為此，給它外加了一個負偏壓電路，具體見圖6。
3 應用UC3637和IR2110構成控制驅動電路
圖6是IR2110構成的驅動電路。由圖6可見用兩片IR2110可以驅動一個逆變全橋電路，它們可以共用同一個驅動電源而不須隔離，使驅動電路極其簡化。IR2110本身不能產生負偏壓。由驅動電路可見本電路在每個橋臂各加了負偏壓電路，以左半部為例，其工作過程如下：VDD上電后通過R1給C1充電，并在VW1的鉗位下形成＋5.1V電壓Vc1，當IR2110的腳1（LO）輸出為高電平時，下管有（VDD－5.1）V的驅動電壓，同時在下管關斷時下管的柵源之間形成一個－5.1V的偏壓；下管開通同時腳1（LO）輸出高電平通過Rg2，R2開通MOSFET讓C3進行充電;當IR2110的腳7（HO）輸出為高電平時，由C3放電提供上管開通電流，同時給C2充電并由VW2鉗位＋5.1V，下管關斷時Vc2即形成負偏壓。為了只用IR2110的保護功能，把腳11（SD）端接地。
圖7是用UC3637產生PWM波的電路。由圖7可知，這是一個開環小信號放大電路，因為，小信號的電壓幅值相對三角波幅值過低，所以，小信號先經過UC3637本身的Error運算放大器進行放大，使其幅值約等于三角波的幅值。本電路沒有利用UC3637做死區，而是單獨作了一個死區延時。然后把放大的信號直接和三角波進行比較，分別在UC3637的腳4及腳7輸出反相的SPWM波，經過死區延時電路、濾雜波電路、隔離電路送到IR2110驅動芯片。
圖6
設計電路應注意以下問題：
1）UC3637的RT和CT要適當選擇，避免RT上的電流過大，損壞片子；
2）驅動電路中C2值要遠遠大于上管的柵源極之間的極間電容值；
圖7
3）IR2110的自舉元件電容的選擇取決于開關頻率，VDD及功率MOSFET的柵源極的充電需要，二極管的耐壓值必須高于峰值電壓，其功耗應盡可能小并能快速恢復；4）IR2110的驅動脈沖上升沿取決于Rg，Rg值不能過大以免使其驅動脈沖的上升沿不陡，但也不能使驅動均值電流過大以免損壞IR2110；
5）當PWM產生電路是模擬電路時可以直接把信號接到IR2110；當用采數字信號時要考慮隔離；
6）注意直流偏磁問題。
4 實驗結果
由一個信號發生器模擬輸入，UC3637產生63kHz的三角波，直流母線電壓是220V。本電路分別在假性負載和壓電陶瓷負載下做實驗，輸出端輸出很好的放大信號。
圖8是在實驗室做單頻正弦輸入信號上下功率MOSFET的驅動波形，圖9是逆變橋的輸出。圖10也是輸出波形（時間參數變化），圖11是M=0.1時帶假性負載的負載波形。
真正的信號是一個隨機的信號，負載是一個壓電換聲器，本電路在M?1.0，變壓器變比為1∶7時，能使小信號放大到峰值3.2kV，輸出有效值能到680V，放大信號失真很小，滿足技術要求。由于高壓示波器沒有接口，而未能把負載兩端的波形拍出來。
5 結語
1）UC3637采用為數不多的集成電路，就可構成一個完整的逆變控制電路，控制電路簡單、實用，硬件投資不高，使用證明性能穩定，可靠；
9、10和11圖
功率放大電路范文第3篇
關鍵詞：數字幅頻均衡 FPGA 功率放大器 前置放大 帶阻濾波器
中圖分類號： TN914.3 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2015）05-0000-00
聲音在電子設備拾取時或在音響設備傳送中，由于電子設備自身的原因而導致幅度對頻率的響應往往不同，經放大器輸出后達不到原來的聽覺效果，數字均衡放大器是用來改善音頻頻率響應的設備。本文設計實現了一種高性能的數字幅頻均衡功率放大器，具有高增益、高帶寬和高效率等優點。
1 系統方案
本系統的設計核心是數字幅頻均衡模塊和功率放大模塊。采用FPGA器件來實現參數可調數字濾波器的設計，FPGA器件具有研發周期短、運行速度快、參數精確可調等優點；為了提升系統穩定性，減少資源消耗，本設計采用多周期模式來實現FIR濾波算法算法；采用D類功率放大器實現功率放大。系統的構成框圖如圖1所示，包括前置放大電路、帶阻網絡、數模轉換電路、FIR數字濾波、數模轉換電路和 D 類功率放大器。
2 電路與數字處理算法設計
2.1 前置放大電路設計
一般音頻輸入信號的電壓有效值小于10mV，此時噪聲對信號的影響很大。對其噪聲消除是本放大器的重點。在降低噪聲影響主要采取三方面措施：第一，在該放大器前加上一級低噪聲射隨電路，保證輸入阻抗比較大，對小信號進行一級預處理；第二，在電路中加了多個濾波網絡，降低電源噪聲影響；第三，運放選用低噪聲運放NE5534和OPA2604。第一級以射隨，第二級和第三級采用反相放大方式，第二級放大20倍，第三級放大約40倍，信號總共放大為820倍。為了保證輸出阻抗600Ω，在輸出端串聯600Ω的電阻。電路如圖2所示。
2.2 功率放大電路設計
對數字均衡后的輸出信號進行功率放大采用的是D類功率放大器，由四個部分組成：三角波發生、比較電路、驅動電路和末級功率放大電路。首先使用積分器對信號進行積分，并通過比較器得到三角波，與輸入信號通過比較器進行比較得到調制波形。功率放大的核心電路是驅動電路和末級功率放大電路。由于IR2110兼有光耦隔離和電磁隔離的優點，故采用IR2110來驅動末級功率場效應管；由于IRF3205具有開關速率快，導通電阻低的特點，適合于高效率，高開關頻率的功率放大，故采用IRF3205作為末級功率管使用，電路如圖3。
2.3 數字幅頻均衡器設計
采用CYCLONE系列EP1C6Q240C8芯片的FPGA作為數字幅頻均衡的核心處理器件，外擴A/D選用TI公司16位高精度模數轉換器ADS850，外擴D/A選用TI公司16位數模轉換器DAC712。為了減少電路的復雜性提高采樣和輸出精度，結合采樣速率（根據奈奎斯特采樣定理，采樣速率應為輸入信號最高頻率的 2 倍以上），A/D采樣速率應選用40KHz以上，而為了在一個信號周期內采樣更多個點，就必須采用高速A/D，高精度模數轉換器ADS8505，其輸入電壓范圍為-10V～10V，數據轉換速率最高250kHz，內置參考電壓源。為了使輸入阻抗達到600Ω，在模數電路前置由OPA277構成的射隨電路，射隨的正相端并聯600Ω電阻；數模轉換器DAC712，其輸出電壓范圍為-10V～10V，其輸出速率最高100kHz，內置參考電壓源。為了讓輸出波形（20Hz～20kHz）平滑，輸出接三階無源 RC 濾波器，截止頻率設為25kHz。數字幅頻均衡器電路框圖如圖4。
2.4 數字處理算法設計
因有限脈沖響應（FIR）濾波器比較容易實現線性相位特性，故數字濾波器選用FIR濾波器。實現FIR濾波器算法的基本單元包括存儲單元、乘法單元、加法器和延遲單元等。存儲單元用于存儲濾波器的系數，可以通過仿真軟件MATLAB的FDATOOL來生成系數。由于需要比較穩定的幅頻特性，在此采用更加穩定的FIR濾波器。由于帶阻網絡的極點距離比較近，為了實現在不同的極點達到相應的均衡效果，需要設計高階FIR濾波器，才能達到更高的頻率分辨率。因為A/D采樣速率在96kHz，這里設計了2045 階FIR 濾波器，頻譜分辨率為96kHz/2045=46.9Hz，能夠滿足實際需要。為了在不同頻段達到不同的補償濾波效果，需要采用頻率采樣的設計方法來設計FIR濾波器，設計重點在于計算出FIR濾波器的系數。
3 軟件程序設計
均衡器設計的工作流程如圖5所示：
FPGA程序設計流圖6所示，FPGA提供A/D采集時鐘和D/A輸出時鐘控制，同時使用IP核配置2045階FIR數字濾波器模塊，并在程序中配置好與A/D和D/A的接口控制，從而輸出相應的均衡后的波形。
4 測試方法與測試結果
測試儀器：ENF2212函數發生器、四位半數字萬用表、TDS2000C型200MHz數字存儲示波器。
功率放大電路測試方法：正負電源電壓V+=15V，V- =- 15V，接8Ω負載，接入前置放大、帶阻網絡、數字均衡。通過示波器觀察功率放大器末級輸出電壓幅度，并在電路中串聯接入兩臺四位半萬用表（電流檔），觀察正負電源的電流值，同時觀察波形有無明顯失真。通過電壓幅度和電流值得到其輸出功率值，并計算此時的電源功耗，兩者的比值即為功率放大器的效率值。在此計算出輸出功率和電源功耗值，供參考。計算數據如表1。
波形失真觀察：在低頻20Hz處有輕微失真。
分析：在低頻20Hz有失真，是由于前級三角波發生電路的線性度不高，造成調制后的SPWM波形不純正，導致經過末級功率放大器后輸出波形失真。
5 結語
本幅頻均衡功率放大器采用FPGA作為核心處理器件，能有效降低干擾對輸入信號的影響，測試表明各項參數均滿足系統要求，系統整體性能良好。
參考文獻
功率放大電路范文第4篇
關鍵詞：Ku波段 脈沖 功率放大器
中圖分類號：TN722.11 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2015）04-0132-01
1 引言
目前，微波固態功率放大器被廣泛應用于各種雷達、衛星等各種民用和軍用領域，是整個無線通信系統中不可缺少的一個組成部分。隨著微波電路的廣泛應用和不斷發展，人們所能涉及到的頻率正不斷向更高的范圍延伸，所以對Ku波段中大功率固態功率放大器的設計和研制具有重大的意義。
2 設計過程
2.1 主要技術指標
（1）輸入連續波信號功率：大于13dBm；（2）頻率范圍：12.XX±0.1GHz；（3） 微波信號為脈沖調制方式；（4）峰值輸出功率不小于20W；（5）提供電源為14.8V±0.6V直流。
2.2 方案設計
根據給定的技術指標，先把微波功率放大器的框圖畫出，如圖1所示。微波功率放大器由四部分組成：微波開關、脈沖功放、脈沖形成電路以及電源模塊組成。
微波開關：將輸入的連續波信號進行脈沖調制。
脈沖形成電路：輸出所需要的TTL脈沖。
電源模塊：為微波功放以及微波開關分別供電。其中還包括漏控電路，電壓調整電路和正負電保護電路。
脈沖功放：將頻率源送來的13dBm的信號放大到脈沖功率大于等于20W輸出。
經過搜索多個公司的產品，決定末級使用15W的微波功率砷化鎵場效應管。增益為6dB，1dB壓縮點輸出功率為42dBm。因為在所使用的頻段內，15W的輸出已經是目前砷化鎵產品中輸出功率最大的了。要達到技術要求的峰值功率20W，我們需要引入功率分配/合成網絡，通過2個15W功放管功率合成來達到目標值。具體的電路增益分配圖如圖2所示。
2.3 功率分配/合成器的設計
微帶功率分配/合成器選用了威爾金森功率分配器作為功分與合成網絡，可以根據理論公式算出R=2Z0=100Ω，Z02= Z03=Z0=70.7Ω。在ADS軟件中先建立電路模型，進行仿真優化。隨后在momentum二維場中再進行優化，得到如圖3所示的結構。仿真結果：S21、S31
3 實測結果
整個放大器聯調時，在未做任何調試時，中心頻率的輸出功率只有10W左右，未達到輸出20W的要求。經過對偏置電路、功分合成網絡、放大器輸入輸出匹配等調試后，達到需要的指標。用峰值功率計的探頭以及30分貝衰減器測試 “信號輸出” 端口的功率。
4 結語
本課題設計了一個Ku波段20W脈沖功率放大器，選用了威爾金森功率分配器作為功率分配/合成網絡，仿真和實際測試結果相吻合，滿足技術指標要求。
參考文獻
[1]雷振亞.射頻/微波電路導論[M].西安：西安電子科技大學出版社，2005.
功率放大電路范文第5篇
關鍵詞：接口 脈寬調制 前置放大 低通濾波
1 緒論
1.1 音頻功率放大器的現狀
進入21世紀以后，各種便攜式的電子設備成為了電子設備的一種重要的發展趨勢。從作為通信工具的手機，到作為娛樂設備的MP3播放器，已經成為差不多人人具備的便攜式電子設備。陸續將要普及的還有便攜式電視機，便攜式DVD等等。所有這些便攜式的電子設備的一個共同點，就是都有音頻輸出，也就是都需要有一個音頻放大器；另一個特點就是它們都是電池供電的，都希望能夠有較長的使用壽命。就是在這種需求的背景下，新型D類放大器被開發出來了。它的最大特點就是它能夠在保持最低的失真情況下得到最高的效率。此音頻功率放大器將被廣泛應用于可攜式產品、家庭AV設備、專業影音、汽車音響、平板電視、媒體播放器筆記本電腦和汽車音箱等多個領域。
音頻放大器不只是在便攜式的設備中需要，在大功率的電子設備中也需要。因為，功率越大，效率也就越重要。而隨著人們的居住條件的改善，高保真音響設備和更高檔的家庭影院也逐漸開始興起。在這些設備中，往往需要幾十瓦甚至幾百瓦的音頻功率。這時，低失真、高效率的音頻放大器就成為其中的關鍵部件。
2 總體設計與分析
2.1 設計任務與基本要求
設計一個基于USB接口的音頻功率放大器，功率放大器的電源電壓是+5V（電路其他部分的電源電壓不限），負載為8Ω電阻。
功率放大器：
（1）3dB通頻帶為300 ～3400Hz，輸出正弦信號無明顯失真。
（2）最大不失真輸出功率≥1W。
（3）輸入阻抗>10kΩ，電壓放大倍數1 ～20連續可調。
（4）低頻噪聲電壓（20kHz以下）≤10mV，在電壓放大倍數為10、輸入端對地交流短路時測量。
2.2 總體設計方案
根據設計任務的要求，本系統中的PWM調制器主要由三角波產生電路和比較器組成，設計采用的高速開關方式由驅動電路和H橋互補對稱輸出電路來實現，利用低通濾波器恢復原音頻信號。
2.3 方案論證與比較
2.3.1 音頻功放類型的選擇
音頻功率放大器設計的核心是功率放大部分，在音頻功率放大器的市場上，存在多種功率放大器如A類、B類、AB類、D類放大器。
（1）A類放大器晶體管總是處于導通狀態，晶體管會變得很熱，大部分功率都浪費在了產生熱量上。 B類放大器效率高于A類放大器，但存在相對較大的信號失真即會產生交越失真，會對聲音的音質破壞嚴重。AB類放大器與B類放大器非常相似，雖然性能有所改善但AB類放大器的效率不如B類放大器高。
（2）新型D類放大器與上述放大器不同，它的兩只晶體管不會在同一時刻導通，因此產生的熱量很少，并且效率極高在理想情況下可達100%，而相比之下AB類放大器僅能達到78.5%，D類放大器的開關工作模式也減少了輸出信號的失真，另外它可以通過所有音頻帶寬內（20Hz至20kHz）的信號，在所有頻率上增益保持不變，同時總諧波失真不超過1%。
通過以上比較，D類放大器不僅大幅度減少了輸出器件的功耗和減少了諧波失真，而且效率幾乎能達到90-95%，故此類功率放大器最好的選擇。
2.3.2 功率放大器實現電路的選擇
功率放大器工作在開關狀態下可以采用脈寬調制（PWM）模式，利用PWM能將音頻輸入信號轉換為高頻開關信號，再經過高速開關電路把輸出的PWM信號變成高電壓、大電流的大功率PWM信號，最后經過低通濾波電路還原成音頻信號。
（1）脈寬調制器（PWM）
采用如圖1所示方式實現。三角波及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現靈活便于調試。若合理的選擇器件參數，可使其在較低的電壓下工作。
圖1 原理方框圖
（2）高速開關電路
① 輸出方式確定。選用H橋型輸出方式（如圖2所示）。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰-峰值可達10V，有效地提高了輸出效率，能達到題目所有標要求，故選用此輸出電路形式。
② 開關管的選擇。為提高功率放大器的效率和輸出效率，對它的要求是高速、低導通電阻、低損耗。選用VMOSFET管。VMOSFET管的驅動電路簡單，具有較小的驅動電流、低導通電阻及良好的開關特性，故選用高速VMOSFET管。
（3）濾波器的選擇
采用兩個相同的四階Butterworth低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負載上的高頻載波電壓進一步得到衰減。
