電源控制器

前言：想要寫出一篇令人眼前一亮的文章嗎？我們特意為您整理了5篇電源控制器范文，相信會為您的寫作帶來幫助，發現更多的寫作思路和靈感。

電源控制器范文第1篇

關鍵詞：SMPS；控制器；TDA168460-2/TDA16847；PFC

1概述

英飛凌(Infineon)公司推出的TDA16846和TDA16847開關電源控制器自投放市場以來，在TV、VCR、SAT接收機及PC監視器等SMPS中獲得了廣泛應用。目前對這兩種控制器進行了改進，并將改進和創新后的器件稱為2型或第二代產品，型號分別為TDA16846－2和TDA16847－2。

TDA16846－2／TDA16847－2是支持低功率待機和功率因數校正PFC的SMPS控制器，可用于固定頻率PFC或同步模式反激式變換器中，該產品既可以驅動功率MOSFET，也可以驅動雙極型功率器件。TDA16846－2／TDA16847－2在輕載下具有低功耗性能，其開關頻率可以隨負載減輕而逐步降低。

2TDA16846－2／47－2的結構特點

TDA16846－2和TDA16847－2采用14腳P－DIP－14－3封裝，其引腳排列如圖1所示。圖2是這兩種芯片的內部結構圖。

這兩種器件的不同點是TDA16846－2的8腳不接，而TDA16847－2的8腳為暫態高功率電路的電源功率管理輸出（該腳通過一只電容和一個RC電路與地相連)。兩種器件的引腳功能如表1所列。

表1引腳功能

引腳符號功能

1OTC內置截止時間電路，該腳與地之間連接RC電路，決定振鈴抑制時間和待機頻率

2PCS初級電流模擬（檢測）

3RZ1調整和過零信號輸入

4SRC連接軟啟動和控制電壓調節電容器

5OC1光耦合器輸入

6FC2不連接（TDA16846-2）/該腳電壓大于1，2V，SMPS截止）

7SYN同步輸入

8N.C./PMO不連接（TDA16846-2）/暫態高功率電路功率管理輸出（TDA16847-2）

9REF參考電壓和電流

10FC1故障比較器1輸入（該腳電壓大于1V,SMPS截止）

11PVC初級電壓檢測

12GND地

13OUTMOSFET柵極驅動輸出

14VCC電源電壓

TDA16846－2／TDA16847－2除具有軟啟動、低功耗、低啟動電流及欠壓／過壓保護、電流限制／短路保護及靜電放電ESD保護功能外，還具有如下主要特點：

帶有PFC，并采用電荷泵電路；

頻率隨負載減輕可連續降低，在待機模式下，頻率可調至20kHz；

可在固定頻率或同步模式下操作；

帶有臨時高功率電路（THPC)，具有電源管理功能(僅TDA16847－2)。

TDA16846－2／TDA16847－2的5腳（OCI）輸入電壓范圍擴大到0V，該腳與地之間不再需要連接電阻；7腳（SYN）改進了啟動特性，阻止了變壓器飽和；11腳（PVC）通過加入尖峰信號消隱，提高了抗噪擾能力；13腳（OUT）減小了截止態輸出電壓電平；14腳（VCC）通過尖峰消隱，改善了抗噪性能。

與先前的TDA16846／TDA16847比較，TDA16846－2和TDA16847－2除進一步強化了低功率待機功能外，還在抗噪性能方面具有明顯改善。

TDA16846－2／TDA16847－2支持低功率待機功能，在彩電等應用系統中具有重要意義。美國“能源之星”等標準要求電視機的待機功耗不大于3W，根據中國節能產品認證中心CPCE抽樣調查，國產彩電待機功耗低于3W的只占被測彩電總量的13．4％，而9W以上的卻占34．8％。目前待機功耗低于3W的國產彩電系列品種雖有較大增加，但距全部實現低于3W的目標尚有一定距離。使用TDA16846－2／TDA16847－2設計的彩電SMPS可以滿足低待機功耗的要求，而且可以降低成本。

圖2

3應用電路及工作原理

用TDA16846－2作控制器的SMPS電路如圖3所示。為執行PFC，該電路在橋式整流器與150μF的濾波電容C07之間插入了由電感L08、二極管D08和電容C08組成的電荷泵電路，這樣配合功率開關(T01），就可在橋式整流器輸入端產生接近正弦波的AC電流，且與AC線路電壓接近同相位，從而使線路功率因數(PF）遠遠大于0.90，電流總諧波失真(THD）低于20％。

3．1啟動特性

SMPS加電之后，由于濾波電容C07正極上有直流干線電壓，所以與IC12腳連接的電阻R22將有電流通過。該電流從IC1的2腳流入，經2腳與14腳內部連接的二極管參見圖2對14腳外部電容C26充電。一旦C26上的充電電壓達到15±0．5V的導通電平以上時，芯片開始工作。器件14腳上Vcc導通電流典型值為5mA，通過C26放電使14腳上的電壓下降，在尚未降至欠壓關斷門限時，變壓器的輔助繞組(7T）將通過IC14腳外部二極管D26對芯片提供所需的電流。當IC在固定頻率下工作時，為防止在啟動期間出現多重脈沖，可在IC1的3腳脈沖電壓超過2．5V門限之前，使IC1工作于自由振蕩(freerunning）模式。

3．2初級電流模擬／電流限制

電路中IC1的2腳外部電阻R22和電容C22用于產生一個與功率晶體管T01電流成正比的電壓。在T01截止時，腳2上電壓為1．5V，這樣當C22通過R22被充電時，T01將處于導通狀態。此時腳2上的電壓V2可表示為：

V2＝1．5V＋LPIP／（R22C22）

式中，LP為變壓器初級繞組電感，IP為通過功率晶體管的電流。

V2一般施加到IC2腳內的導通時間比較器的同相輸入端，并與反相輸入端上的控制電壓比較。如果V2超過控制電壓，驅動器阻斷，以起到電流限制作用。控制電壓最大值是IC1內的5V參考電壓。功率晶體管的最大電流IP(max）為：

IP(max）＝[(5V－1．5V）R22C22]／LP

控制電壓可由IC1內的誤差放大器、光耦合器或IC1腳11上的電壓(V11）來決定。

圖3

3．3折回(FoldBack）點校正

IC1腳11（PVC)上的電壓V11可從連接到DC總線與地之間的電阻分壓器（R23與R24)上獲得。如果經整流的總線電壓升高，功率晶體管的最大電流IP（max)將減小。實際上，最大電流IP（max)是獨立的，與DC總線電壓無關。可表示為：

Ip（max)＝[（4V－V11／3)R22C22]／Lp

3．4截止時間電路OTC

IC1腳1（OTC)外部與地之間連接的R30和C30用于組成RC并聯網絡。當IC1驅動器關斷時，內部電流源首先用0．5mA的電流對腳1外部電容C30充電。一旦腳3（RZI)上電壓達到2．5V，充電電流將達到1mA，直到C30上的電壓被充電到3．5V為止。C30的充電時間約為τ＝（C30×1．5V)／1mA。

當C30上的電壓達到3．5V以后，內部電流源將被切斷，C30通過R30放電。當IC1腳1上的電壓施加到內部截止時間比較器時，比較器的另一個輸入就是控制電壓。當截止時間比較器輸出高電平且腳3上的電壓低于25mV時，內部導通時間觸發器置位，以保證功率晶體管在最小的電壓時接通。如果沒有過零信號則進入IC1腳3，那么，在腳1上的電壓低于1.5V之前，功率晶體管將經過一段延時之后接通。只要腳1上電壓高于被限制的控制電壓，導通時間觸發器就會截止，以抑制腳3上不適當的過零信號。而一旦控制電壓低于2V，關斷時間將達到恒定的最大值(≈0．56R30C30）。表2列出了控制電壓與輸出功率及截止時間的關系。

表2控制電壓與輸出功率、截止時間關系

控制電壓輸出功率截止時間

1.5～2V低不變（達最大值）

2～3.5V中減小

3.5～5V高自由振蕩

實際上，變換器開關頻率是輸出功率的函數。

TDA16846－2的負載從屬頻率曲線如圖4所示。

3．5誤差放大器／軟啟動

IC1的（RZI)3腳是誤差放大器和過零信號輸入，（SRC)4腳是控制電壓輸入。誤差放大器的同相輸入端是5V參考電壓。IC1腳3上的輸入信號可從變壓器輔助繞組經R38和R29組成的電阻分壓器獲得。如果腳3上的輸入脈沖高于5V門限時，腳4上的控制電壓將被拉低。因此，腳4與地之間連接的電容C25可用于決定控制電壓的控制速度和軟啟動持續時間。

3．6固定頻率與同步化操作

在圖3所示的應用電路中，由于IC1的7腳與9腳（5V參考電壓輸出)是連接在一起的，故IC1工作在自由振蕩調節模式。

若要求IC1在固定頻率下操作時，腳7與地之間必須連接并聯RC網絡（Rosc與Cosc)，此時，其開關頻率fsw將由Rosc與Cosc設定：

fsw≈1．2／Rosc·Cosc。

因此，當Rosc＝20kΩ、Cosc＝470pF時，fsw＝88kHz。

電源控制器范文第2篇

今天數據中心系統的挑戰是，盡可能提高系統所有層面的效率，包括負載點、電路板、機架甚至安裝層面，以變得更加環保。例如，將工作流發送給盡可能少的服務器、關閉目前不需要的服務器等，從而可降低系統的總體功耗。能做到這一點并達到系統性能目標（計算速度、數據傳輸速率等）的惟一方式是，采用一個全面的數字電源管理系統，以實時監視所有層面的功耗數據。

過去，設計師用一堆混雜的IC胡亂拼湊數字電源管理解決方案，這些IC包括監察器、排序器、DAC和ADC。這類解決方案除了固有的復雜性以外，還不易擴展，需要為未來的系統升級進行大量前期規劃。LTC3883/LTC3883-1DC/DC控制器整合了所有數字電源管理功能，消除了上述復雜性，因此可構成一個易用、堅固和靈活的負載點（POL）電源管理解決方案。

LTC3883/LTC3883-1可以自主工作或通過業界標準的I2C串行總線，與系統主處理器通信，以獲取命令、實施控制并報告遙測數據。這使得可以直接從LTC3883/LTC3883-1監視關鍵的工作信息，例如，實時電壓、電流和溫度，這些信息可用來動態優化系統性能和可靠性。通過訪問這些信息，能預測電源系統故障，并采取預防性或調解措施。

重要的穩壓器參數（例如，輸出電壓和電流限制、裕度控制電壓、過壓和欠壓監察限制、啟動特性和時序、以及故障響應）都可以通過該串行總線直接設定，而無須采用電阻器、排序器、監視IC等外部組件。

由于有了數字電源系統管理，所以能快速、高效地開發復雜的多軌系統。LTpowerPlayTM軟件使設計工作得到了進一步簡化，并能通過PC監視電路板和調節參數。這就使設計師能進行調試和在線測試（ICT），而無須重新給電路板布線或更換組件。

特色概述

LTC3883/LTC3883-1是一款單輸出同步降壓型DC/DC控制器，集成了電源FET柵極驅動器和一個模擬電流模式控制環路，該環路能以6個相位的PolyPhase模式工作。頻率可以在250kHz～1MHz范圍內設定，如果有外部振蕩器可用，那么內部鎖相環能使LTC3883/LTC3883-1與相同范圍內的任何頻率同步。

LTC3883/LTC3883-1具有優化的柵極驅動器死區時間，以最大限度地降低開關損耗和體二極管傳導，從而在所有工作條件下保持高效率。該器件支持4.5～24V的寬VIN范圍和0.5～5.5V的VOUT范圍。精確的基準、12位DAC和溫度補償模擬電流模式控制環路產生±0.5%的DC輸出電壓準確度，集成的高壓側輸入電流檢測放大器允許準確的輸入電流檢測和電感器DCR自動校準。

16位數據采集系統提供輸入和輸出電壓及電流、占空比和溫度的數字回讀。用戶可以回讀重要參數的峰值。關鍵控制器參數可以通過PMBus設定。故障記錄包括非易失性存儲器中的中斷標記和黑匣子記錄器，該存儲器儲存發生故障之前瞬間的工作狀態。

LTC3883的特點是內置了一個LDO穩壓器，以提高集成度，而LTC3883-1用外部5V偏置電壓供電以提高效率。這兩款器件都采用耐熱增強型32引線5mm×5mmQFN封裝，工作節溫范圍或者為-40～+105℃（E級）或者為-40～+125℃（I級）。

模擬控制環路

LTC3883/LTC3883-1的眾多功能都是數字可編程的，包括輸出電壓、電流限制設定點和排序。不過，控制環路仍然是純模擬的，這樣就不會有數字控制環路那樣的量化效應，從而提供最佳環路穩定性和瞬態響應。

圖4比較的是具有模擬反饋控制環路的控制器IC和具有數字反饋控制環路的控制器IC之上升曲線。模擬環路是平滑上升的，而數字環路有一個一個的步進，由于量化效應，這可能導致穩定性問題、更慢的瞬態響應、在有些應用中需要更大的輸出電容以及在PWM控制信號上有更大的輸出紋波和抖動。

電流模式控制環路產生最佳環路穩定性、逐周期電流限制以及快速和準確的電壓及負載瞬態響應。簡單的環路補償不受工作狀態和轉換器配置的影響。該器件還支持連續、斷續和突發模式（BurstMode）電感器電流控制。

電感器DCR的自動校準

利用電感器的DC電阻而不是檢測電阻器檢測DC/DC轉換器的輸出電流有幾大優勢，包括更低的功率損耗、電路復雜性和成本。不過，如果規定的標稱電感器DCR和實際的電感器DCR之間有任何差別，都會在所測得的輸出電流以及峰值電流限制中導致成比例的誤差。

運用凌力爾特正在申請專利的算法，LTC3883/LTC3883-1可以測量并補償電感器DCR與其標稱值之間的容差。只要在該轉換器處于穩定狀態且有足夠大的負載電流以準確測量輸入和輸出電流時，通過PMBus命令完成一個簡單的180ms校準程序即可。

LTC3883/LTC3883-1可準確測量電感器溫度，以在整個工作溫度范圍內保持準確的電流回讀。LTC3883動態地建立從外部溫度傳感器到電感器磁芯的溫度上升模型，以了解電感器的自熱影響。這項正在申請專利的算法簡化了外部溫度傳感器的放置要求，實現了極其穩定的狀態，并補償了從電感器磁芯到主散熱器的瞬態溫度誤差。

多IC系統

大型多軌電源板通常由隔離式中間總線轉換器組成，該轉換器將來自背板的-48V電壓轉換成更低的中間總線電壓（IBV），典型值為12V，該中間總線電壓被分配到PC板的各處。單獨的負載點（POL）DC/DC轉換器將IBV降至所需的軌電壓，通常為0.5～5V，同時輸出電流的范圍為0.5～120A。這類電路板排列很密集，數字電源系統管理電路不能占用太多PC板面積。

高性能PMBus控制器（如LTC3883/LTC3883-1）和伴隨IC（如LTC2978）一起工作，可以高效率且無縫地滿足今天復雜電路板嚴格的數字電源管理要求。這些要求包括排序、電壓準確度、過流和過壓限制、裕度控制、監察以及故障控制。對任何數量的電源而言，這些器件的任意組合都能使排序設計變得非常容易。運用基于時間的算法，用戶能以簡單的可編程延遲，以任意順序對軌的接通和斷開排序。運用單線SHARE_CLK總線以及一個或多個雙向通用IO（/GPIO）引腳，可以跨多個芯片排序。

電源控制器范文第3篇

摘要:

針對蓄電池單獨作為汽車電源不能滿足純電動汽車短時間功率的需求問題，可采用超級電容與雙向DC/DC串聯再與蓄電池并聯的復合電源來滿足汽車功率的需求。利用模糊控制工具箱設計對于復合電源功率分配的模糊控制器，搭建整車復合電源控制策略模塊，應用Cruise軟件快速完成整車模型的搭建，將控制策略添加到整車模型中。仿真結果表明，純電動汽車復合電源控制策略能夠有效地分配蓄電池和超級電容的功率，從而使超級電容充分發揮“削峰填谷”的作用。

關鍵詞:

純電動汽車;復合電源;模糊控制;聯合仿真

0引言

動力汽車要求其車載電源具有充放電功率大、充放電效率高、使用壽命長、容量衰減小等特點［1－2］。而蓄電池單獨作為汽車的電源時存在充電時間長、比功率太低，不能滿足汽車短時間功率需求問題，嚴重影響汽車的加速、爬坡、制動性能及能量回收效率，不能完全滿足汽車對車載電源的要求［3－5］。超級電容充放電迅速，可瞬間大電流充放電，充放電能力比蓄電池要高100多倍，動態特性很好，循環壽命在10萬次左右［6－7］。一種新的汽車電源是將超級電容與蓄電池結合起來使用，由蓄電池提供整車運行期間電機需求的平均電功率，而超級電容則提供電機需求的峰值功率，這樣可以充分發揮蓄電池比能量大和超級電容比功率高的優點［8］。針對超級電容和蓄電池構成的復合電源系統，實現能量的合理分配是關鍵。模糊控制利用人的經驗、知識和推理技術及控制系統提供的狀態條件信息，不依賴物理過程的精確數學模型，具有較好的魯棒性，控制性能高，簡化了復雜的控制問題［9－12］。Cruise是研究汽車動力性、燃油經濟性、排放性及制動性能的高級模擬分析軟件，靈活的模塊化理念使得Cruise可對任意結構形式的汽車傳動系統進行建模和仿真［13］。本文采用Cruise/Simulink聯合仿真的形式，在基于傳統電動車模型的基礎上，添加超級電容模型和雙向DC/DC模型，利用Cruise搭建整車模型，在Matlab/Simulink中設計了針對復合電源的模糊控制策略，將控制參數進行模糊化處理，并通過MatlabDLL方式進行聯合仿真，實現復合電源功率的合理分配，并對模糊控制策略和整車性能進行研究分析。

1復合電源的結構

復合電源主要由蓄電池、超級電容和雙向DC/DC組成。復合電源的拓撲結構有很多，例如:蓄電池和超級電容直接并聯，蓄電池與雙向DC/DC串聯，再與超級電容并聯［14－15］。本文選擇的是超級電容與雙向DC/DC串聯，再與蓄電池并聯共同向負載電機提供電能的方式。復合電源的工作模式為:當汽車正常行駛，需求功率低時，由蓄電池單獨向電機供電;當汽車需求功率較高時，蓄電池和超級電容共同給電機供電，并且由蓄電池提供平均功率，超級電容提供峰值功率。當汽車制動時，超級電容優先回收制動能量，在超級電容不能再回收時由蓄電池回收能量。控制策略通過控制雙向DC/DC的升降壓來控制超級電容的充放電。復合電源組成結構如圖1所示。功率總線的功率信息，蓄電池和超級電容SOC(Stateofcharge)等狀態信息為模糊控制器控制的輸入，經過控制器對功率進行分配。由于汽車在整個運行過程中會經歷多種工況，而且交通狀況復雜，汽車狀態切換頻繁，且各種工況下的電機功率、蓄電池、超級電容的狀態都各不相同，需要制定合理的功率分配控制策略，使得在保證整車動力性的前提下，利用超級電容高比功率，能夠瞬時大電流充放電的特性，為蓄電池“削峰填谷”，減小大電流對蓄電池的沖擊，延長蓄電池的使用壽命，提高充放電效率，并且最大限度地回收制動能量，提高整車的效率和經濟性［16－18］。

2模糊控制策略模型

利用Matlab中提供的模糊控制工具箱設計了對于復合電源功率分配的三輸入、單輸出的模糊控制器，輸入為汽車的需求功率Preq，蓄電池荷電狀態BSOC，超級電容荷電狀態SSOC。輸出為蓄電池功率分配因子(Kcap)。汽車的驅動電機有電動和發電兩種工作模式，在這兩種工作模式下系統需求功率大小和波動范圍有較大差別，控制的側重點也不同［19］。因此，在正常行駛與制動兩種工作模式下應分別制定復合電源控制策略，即需要兩個模糊控制器，它們的模糊控制規則不同，但是兩個模糊控制器都是三輸入單輸出且輸入變量和輸出變量相同。因此，在Preq＞0和Preq＜0時各設計一個控制器，分別為模糊控制器A和模糊控制器B。當Preq＞0時，設輸入量Preq的論域為［04］，模糊集為{S、MS、M、MB、B}，分別表示{小、較小、中、較大、大}。動力電池BSOC的論域為［0．20．9］，模糊集{S、M、B}，分別表示{小、中、大}，超級電容SSOC的論域為［0．11］，模糊集{S、M、B}，分別表示{小、中、大}。輸出量為動力電池功率分配因子Kcap，其論域為［01］，模糊集{S、MS、M、MB、B}，分別表示{小、較小、中、較大、大}。各輸入結果如圖2所示。當Preq＜0時，設輸入量Preq的論域為［－10］，模糊集為{B、M、S}，分別表示{大、中、小}。蓄電池和超級電容的SOC論域、模糊集、隸屬度函數和Preq＞0時是一樣的。輸出量為蓄電池功率分配因子Kcap，其論域為［01］，模糊集{S、M、B}，分別表示{小、中、大}，輸入輸出量的隸屬函數如圖3所示。根據前面設計的模糊控制器，在Matlab/Simulink環境下建立復合電源模糊控制策略模型如圖4所示，模糊控制器根據輸入變量的變化調節輸出比例因子Kcap，從而得出蓄電池所分配的功率，因為汽車的需求功率由蓄電池和超級電容共同提供，所以汽車需求功率減去蓄電池所分配功率得到超級電容分配功率。

3整車模型的搭建

將建好的控制策略添加到Cruise中主要有MatlabDLL和MatlabAPI兩種方法。聯合仿真的結果都可以直接從Cruise獲得。但是用MatlabDLL方法仿真的時間比采用MatlabAPI方式短很多。因此，本論文中采用的是MatlabDLL方式。在控制策略模型建好之后，需要進行模型編譯，編譯完成后生成controler．dll文件，在Cruise模型中放入MatlabDLL接口模塊，進行接口模塊的參數設置，完成以上設置后，在Cruisedatabus中完成相應的數據通信，即可實現Cruise與MatlabDLL方式聯合仿真［19－20］。在進行信號通信時實際上是一個數據交換過程，Cruise通過數據接口將動力蓄電池和超級電容SOC值、電機轉速、負載信號、超級電容電壓值等信息傳遞給Simulink中的模糊控制策略模型，之后Simulink模型將超級電容電流、轉換開關信號反饋給Cruise模塊中的電氣終端、電機及駕駛員，以建立Cruise和Simulink之間的數據通信。AVLCruise軟件中含有簡捷通用的模型部件、易懂的管理系統、可以與Matlab、C、Fortran接口完成復雜控制算法的設計和離線仿真，也可與DSPACE等硬件接口，展開實時仿真，真實模擬車輛傳動系統，完成對復雜動力傳動系統的仿真分析，整車仿真模型如圖5所示。在進行整車建模時，從模塊庫中直接拖拽部件模塊來搭建整車模型。修改部件屬性來快速完成整車模型的參數設定并進行部件間的機械連接、電氣聯接和信號聯接。

4仿真結果與分析

采用中國城市道路工況作為本文的循環工況。中國城市道路工況是中國汽車技術研究中心根據我國各大城市的行駛特征研究出的更加適合我國的城市工況。中國城市道路工況如圖6所示，工況總運行時間是1304s。工況中最大速度達60km•h－1，其中怠速時間占工況總時間的28．8%，除去怠速部分之后平均車速則為22．6km•h－1。從圖6可直觀的看到我國交通系統中存在車輛怠速時間長、總體的均車速低、車輛的速度變化頻繁等特點。圖7是在中國典型城市道路工況下車輛行駛的當前車速度與期望速度變化曲線。從圖中可以看出兩條曲線基本保持一致，速度沒有出現大的波動，這說明車輛的跟隨性和平順性都比較好。圖8是在中國典型城市道路工況下，蓄電池和超級電容所需提供的功率曲線圖。從圖中可以看出在車輛運行過程中由超級電容和蓄電池共同供電，電池提供的功率比較平穩，在6kW左右。在制動時由超級電容吸收峰值功率，最大峰值功率達到10kW。超級電容充分發揮“削峰填谷”的作用，從而驗證制定的模糊控制策略的有效性。

5結論

在純電動汽車的基礎上，借助Cruise軟件搭建了帶有復合電源模塊的整車模型。詳細介紹了通過聯合仿真的方法將Simulink里搭建的策略模塊加入到整車模型中的步驟。其他用戶可以根據類似方法開發自定義策略和車型。提出超級電容與雙向DC/DC并聯再與電池串聯的復合電源結構。用模糊控制工具箱設計對于復合電源功率分配的模糊控制器，搭建整車復合電源控制策略模塊，使得超級電容充分發揮了提供瞬時功率的作用，避免了蓄電池過充和過放，提高了復合電源系統的循環使用壽命。此設計方案和仿真結果對于純電動汽車復合電源系統的研究具有一定的參考價值。

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電源控制器范文第4篇

【關鍵詞】多類型電器；通電停電；遠方控制；操作執行

1.遠控實例

在工農業、機關廠礦和家用電器中，有若干需要進行遠程操作控制的儀器設施，如下實例：

（1）電力系統常用的五防電腦鑰匙，內含蓄電池，現狀是不操作時長期帶電浮充，由此容易老化損壞。對該狀況我們做了技術改進，將其設計為每當操作使用后立即一次性充電，電能充滿后，自動斷開電源，轉為冷機等待，去除熱浮充。當調度中心下達操作命令，執行人員則在遠方通過座機或手機向相關變電站五防鑰匙發出信號，啟動斷開的充電電源，補充待機期間泄露的電能。而當操作人員到達變電站時，已有完整足夠的電量供其驗碼、開鎖使用。

（2）現機關、廠房、商務等，都普遍裝配使用了照明、電腦、空調等設施。若同樣采用遠程控制器，利用座機或手機向辦公地點發出指令，則儀器啟動，斷開電源，實現遠程隨機控制，達到安全節能目的。

（3）家用電器，猶如司機、供應、業務推銷等流動人員，不能確定回家時間，飯菜很難準備。如使用遠程控制設施，則可在任何工作結束時，采用座機或手機發出指令，使家里電源接通，開始蒸煮煲湯。

這些實例都集中了一點，采用座機或手機在遠方隨機對電力設施進行通、斷電控制，使之開展工作或節約能源等。那么該儀器的結構如何？功能又是怎樣實現的呢？對此我們將進行相關設計介紹。

2.電路設計

分析諸多遠控實例的共同點，是采用手機或座機向辦公室或家庭的電話機，發出操作指令。電話機接到指令會產生振鈴脈沖，經接收處理，確認達到閥值電壓時，送出兩類控制信號，一類啟動用電器工作，另一類則跳閘節能。據此，我們實施了相關電路的設計制作。

2.1 采樣判斷電路

經測量，電話機在無振鈴信號時，分接線端頭電壓為43V，有呼叫信號到來時，電壓上升至50V，高達7V的差距，為信號采集奠定了良好基礎。

圖1中端頭①、②從電話接線盒中引接而來，信號經電阻R1降壓，疊加在電阻R2與R3的分壓值上，傳送給運算放大器IC1的同相輸入端3腳。IC1的反相輸入端2腳接有4.5V穩壓二極管D1，起基準判斷作用。無鈴聲時，盒中43V電壓經R1降壓，V3低于V2，IC1保持截止狀態。有呼叫信號到來時，①、②端頭引入50V電壓，經R1降壓，仍保持有≥5V的電壓值，使V3大于V2，IC1啟動翻轉，6腳輸出高電平。

2.2 積分充電電路

集成運放翻轉后，6腳輸出較為穩定的5伏電壓值，傳送給電阻R7，并對電容C1充電，電位器W1做充電速率調整。

復合管BG1、BG2和R9完成功放和比較判斷雙功能，門檻電壓設計為4V，即UR61-2=Uc1﹤4V復合管截止，UR61-2≥4V復合管導通。

UR61-2=Uc1的變化情況有兩種：

第一，電話撥通，堅持響完，一般鈴聲在10余次，時間在15秒以上，此時電容C1充電，數值如積分式，電壓Uc1從0～5V積累變化：

電壓積分曲線如圖2所示。

圖1 遠程控制器電路原理

圖2 充電積分曲線

圖2中曲線1是在第一次撥通電話，IC1輸出高電平，電容電壓Uc1作充電積累，從a點的0值開始，經過15秒左右，Uc1達到全電壓5V的60%，如圖中b點。此時鈴聲結束，因無人接聽，其他人在短時間內不太會重撥，IC1返回截止。IC1截止后，6腳輸出低電平，Uc1轉為經電阻R7、R6放電，圖示曲線1中從b點向d點下降，至回到0值電壓。整個過程控制電路不啟動。

第二，使用者則知道，在第一次響鈴結束后，立即重撥（為避免撥號撞車和他人重撥，經電位器W1調整，重撥次數可增加，但原理相同）。如圖3中曲線2，在幾秒鐘重撥的間隔時間內，電容電壓Uc1亦會短時放電，降低約10%的幅值，即回到c點約2.5V處。因重撥，IC1又重新輸出高電平，電容器將會在余留的c點基礎上向5V滿電壓繼續積分充電。在此過程中，電壓值會達到：

UR61-2=Uc1≥4V

超過門檻電壓，復合管BG1、BG2導通，使后續電路啟動工作。

2.3 自保持電路

在圖2中，如上所述，當復合管BG1、BG2導通，啟動1A和30A小、中型繼電器J1與J2。J1常開接點J1-1閉合，與串聯電阻R8一起引入直流工作電壓。作用是在使用人掛機后，IC1截止，UBG1-2=Uc1會在放電至失去復合管啟動能力的情況下，實現自保持功能，使BG1、BG2繼續導通，J1與J2保持啟動。

2.4 交流工作電路

在圖2右側可見，220V交流電從③、④端頭引入，經開關K1控制，分為三路工作。

2.4.1 直流工作電源

當開關K1合上，引入的220V交流電源，一端經變壓器B降壓，D2、D3全波整流，電容C2濾波，WY1三端穩壓，供做采樣、判斷、控制電路的工作電源。發光二極管Fg1與電阻R10串聯，點亮指示工作電壓源正常。

2.4.2 用電器通電控制

從圖2中可見，30A繼電器J2的常開接點J2-1、開關K2相并聯，控制用電器DQ1的交流電源。這是在電腦、空調、家用電器有人在場，需要直接或長期用電時，可合上K2，直接向用電器DQ1供電。但當無人在場，不用電或用電不定期時，則先斷開K2，遠方電力控制功能自動投入，即當話機或手機指令，經判別為有效信號時，電路翻轉，使繼電器常開結點J2-1接通，向用電器供給交流電源。這對五防鑰匙充電和流動性工作人員電炊做飯等控制相當有用。

2.4.3 用電器節能控制

在圖2中，我們將交流電的另一條支路中的K3開關和繼電器常閉接點J2-2做并聯設計，由此實現對用電器是否投入電話遠控跳閘節能的選擇。不投入，合上K3，工業或家用電器則可長期帶電；但要考慮遠控時，則斷開K3，這時，無遠控指令來到，J2不啟動，常閉接點J2-2閉合，用電器照常工作。但當辦公或家用的電腦、空調、電熱毯等，開啟后，往往出現使用人員離開卻忘記關斷電源的情況，這樣，不僅浪費電能，增加開支，更潛伏安全隱患，不少火災事故便是這樣引起的。所以，我們認為采用遠程控制為好。在本儀器中，只需簡單斷開K3開關，則在任何情況下，都可以采用電話遠方指令，經采樣、判斷、控制啟動，繼電器J2常閉接點J2-2斷開，電源關斷，起到遠程安全節能控制的作用。

聯系前后可見，在繼電器J2的公共接點分別轉換投切下，常開和常閉接點在用電器導通送電、斷開節能控制中都可以發揮作用，這是對元器件功能的充分利用。

3.結語

綜上所述，我們采用基準設置、運放判別、積分采樣、閥值比較和繼電器接點的巧妙組合等，設計制作出的多用途電力電子控制儀，能響應通訊工具在遠方隨機的指令，實現用電器啟動運行和跳閘節能的雙重目的，電路優化簡潔，性價比高，頗值推廣應用。

參考文獻

電源控制器范文第5篇

關鍵詞：單神經元 三電平整流器 電流控制器

中圖分類號：TM461 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2016）11-0009-02

1 引言

單神經元是神經網絡的基本結構，具有結構簡單、計算量小等特點，作為控制器時，系統的動態性能只依賴于誤差信號，不受或少受對象模型參數的影響，從而可以提高系統的性能和魯棒性。單神經元控制器結合了PID控制的優點，可以在線調整PID參數，具有自適應、自學習能力，并且能滿足對快速性及實時性的要求，因而在各種控制系統中得到了廣泛的應用。

2 基于單神經元電流控制器的三電平整流器

2.1 基于單神經元的電流控制結構

用單神經元構成的單神經元自適應控制器用于三電平整流器的電流控制，系統的電流控制環節結構圖如圖1所示。

2.2 電流控制器

在三電平整流器控制系統中，電流、的控制采用單神經元電流控制器，其結構如圖2所示。電流控制主要由三部分構成：單神經元控制器、電流檢測、坐標變換。圖2中為軸電流的單神經元電流控制器結構，控制器輸入為軸電流給定值與實際反饋之差，輸出為軸控制電壓分量。

2.3 基于二次型性能指標的學習算法

在最優控制理論中，采用二次型性能指標來計算控制律可以得到所期望的優化效果。在神經元的學習算法中，同樣可借用最優控制中，二次型性能指標的思想，在加權系數的調整中引入二次型性能指標，通過使輸出誤差和控制增量加權平方和為最小來調整加權系數，從而間接實現對輸出誤差和控制增量加權的約束控制。

根據單神經元自適應控制器的狀態變換將系統誤差分解為三個狀態變量，即控制器的三個輸入：

（1）

控制器輸出為：

（2）

其中。是權值向量的歐幾里德范數，除以范數即是在權值向量空間中，將權值向量進行單位化處理，以保證控制策略的收斂性。

定義性能指標為：

（3）

上式中，P、Q分別為輸出誤差和控制增量的加權系數，和為k時刻的參考輸入和輸出。

權系數按下式調整

（4）

上式中，，，，分別為對應權值的學習率，K為總學習率。

2.4 仿真實驗

基于SIMULINK建立的單神經元控制器的仿真模型，結合所建立的PWM仿真模型和整流器仿真模型進行仿真研究，單神經元控制器的仿真模型圖3所示。

電網參數：Em=311V，f=50Hz；交流側參數：Ls=6mH，Rs=0.5Ω；直流側參數：Cd=2200μF，L0=3mH；直流側給定電壓Vdcg=600V；開關頻率fs=2KHz。整流器啟動時為等效負載，輸出功率為18KW，無功電流，整流器工作在單位功率因數情況下。0.3秒系統穩定后，直流側并聯18KW等效負載。直流側電壓及交流側電流、電壓波形圖4所示。

由仿真結果可見，當負載突變時，采用單神經元電流控制器的三電平整流器直流側電壓在0.13秒后恢復到穩態值，電壓值恢復比較迅速。電網電流波形為正弦，并且保持與電源電壓的同相位，整流器依然工作在單位功率因數情況下。

3 結語

本文通過仿真實驗，研究了負載突變情況下整流器的性能。采用單神經元電流控制器的三電平整流器，響應速度快，幾乎無超調，并且在負載突變的情況下，可以較快的恢復到穩定狀態。

參考文獻